1  引言
    连续导电模式Boost PFC电路将是分布式电源系统中首选的前级整流环节之一。众所周知，Boost电路中快恢复二极管存在反向恢复问题，当硬开关的Boost电路工作在高频时，二极管的反向恢复电流会在电路上引起可观的能量损耗和过高的di/dt，危及开关器件的安全工作，并产生严重的电磁干扰(EMI)。
    近年来，许多学者致力于快恢复二极管反向恢复电流抑制的研究。文献[1，2]所提出的ZVT Boost变换器中，在主开关和Boost二极管的公共节点与直流地之间并联一个由谐振电感和辅助开关串联而成的支路，用来实现主开关的零电压开关，同时抑制快恢复二极管的反向恢复电流。但是辅助开关工作在硬开关方式，因而带来了一定的开关损耗。而且辅助开关的结电容与谐振电感存在寄生振荡，引起环流损耗。通常，为了抑制寄生振荡，须在谐振电感支路中串入快恢复二极管和饱和电感，这进一步增加了电路的复杂性和成本。
    在文献[3]中，一个谐振电感被串入主开关管与Boost二极管支路中，用以抑制快恢复二极管反向恢复电流。为了抑制由谐振电感引起的过高的电压应力，采用有源箝位电路箝位主开关管两端最高电压，同时为主开关管和辅助开关管创造零电压（ZVS）开关条件。但是在此电路中，二极管的结电容与谐振电感也存在寄生振荡，在二极管两端引起较高的电压应力。因此必须采用高电压等级的快恢复二极管和RCD吸收电路，这不但增加了成本，而且由于高电压等级的快恢复二极管具有较高的正向导通压降，因此也会增加电路的通态损耗，此外二极管的RCD吸收回路也会影响整个电路的效率。
    在文献[4]中，在有源箝位电路中再引入了一个快恢复二极管来箝位升压二极管上的最高电压，但是额外增加的二极管增加了系统的成本。
    本文提出了一种新型有源箝位电路，如图1所示。由有源开关S₃和箝位电容Cc组成的箝位支路并联在谐振电感L₁两端。该电路能够抑制快恢复二级管的反向恢复电流；箝位开关器件两端电压，使其不超过其额定值；并使主开关管与辅助开关管均工作在ZVS条件下。新型有源箝位电路消除了由二极管寄生电容引起的寄生振荡。该拓扑的核心思想是在1个开关周期中，除了在开关切换的短暂时刻外，电路中的主开关管S₁（包括其体内二极管）、二极管D₂和辅助开关管S₃（包括其体内二极管）中有且仅有两个导通，于是三者在各自关断后电压都是被箝位的，这样消除了文献[3]中提出的有源箝位电路中存在的寄生振荡。

2  工作原理
    为分析方便，首先假定输入电感L足够大，输入i_L看作1个恒流源I₁。假定输出滤波电容足够大，输出电压的纹波可以忽略，可看作1个恒压源V₂。箝位电路中的箝位电容Cc取值足够大，使其电压纹波也可以忽略。主开关S₁和辅助开关S₃均看作由理想的开关并联其体内二极管构成，开关管两端的电容是寄生电容和外加电容的总和。谐振电感L₁与箝位电容Cc的谐振频率远远低于主开关管的工作频率。
    在电路工作中，除了在开关切换的短暂时刻外，为了使主开关管S₁和主功率二极管D₂在各自关断后两端电压均能被箝位，辅助开关S₃仅在S₁和D₂同时导通的时刻才处于关断状态，而在其它时间都是开通的，主开关管S₁与辅助开关管S₃不是工作在互补方式。主开关管S₁的开关是由PWM控制决定的。在1个工作周期中，变换器共有6个工作状态，如图2所示。各个工作状态的主要波形如图3所示。
    （1）阶段1 (t₀-t₁)：在t₀时刻之前（stage 6中），S₃被关断，D₂导通，在谐振电感L₁的反向电流的作用下，S₃的寄生电容C₃被线性充电，C₁被线性放电，S₁两端的电压线性下降。到t₀时刻，S₁两端的电压降为零，其体内二极管开始导电，之后S₁在零电压条件下被驱动开通。在本阶段谐振电感L₁中的电流变化率为

    谐振电感值的选取要保证按公式(1)确定的主开关管S₁中的电流上升率受到限制，本文中要求di/dt<100A /ms，对于400V输出的变换器，则L₁>4mH。

    从图3中可以看到，S₃两端的电压被箝位为（V₂+V_Cc） ，其中V₂为变换器输出直流电压，V_Cc为箝位电容电压。
    （2）阶段2 (t₁-t₂)：t₁时刻，二极管D₂中的电流下降到零，反向关断。L₁和C₂、C₃开始串联谐振，C₂被充电，C₃被放电。在本阶段末，C₂两端电压被箝位在（V₂+V_Cc），S₃两端的电压下降为零，L₁和C₂、C₃的谐振停止。
    （3）阶段3 (t₂-t₃)：S₃的体内二极管在t₂时刻开始导通，由此S₃可在零电压下开通。从t₂开始，箝位电容开始通过L₁放电，因为箝位电容Cc比较大，所以电容上的电压近似不变。L₁中的电流为

其中I₁为输入电感电流，这个状态一直持续到时刻t₃。主开关管S₁关断。本阶段持续时间（t₃-t₂）是由占空比决定的。
    （4）阶段4 (t₃-t₄)：t₃时刻，主开关管S₁被关断。由于主开关管并联电容的作用，主开关管是在零电压条件下关断的。在输入电感电流i_L的作用下，C₁被线性充电，C₂放电，D₂两端的电压降低直至为零，D₂导通，本阶段结束。
   （5）阶段5 (t₄-t₅)：t₄时刻，D₂导通。升压电感L的电流全部通过D₂流到输出端。L₁的电流下降率为

其中i_S3(t₂)是t₂时刻流过辅助开关管的电流，D_o是图3所示占空比损失。本阶段持续的时间也由占空比决定。
    （6）阶段6 (t₅-t₆)：t₅时刻，S₃被关断，D₂保持导通。此时L₁中的电流保持负向，所以C₁被放电，直到t₆时刻主开关管S₁的体内二极管开始导通。t₆时刻之后，重复下1个开关周期。
3  稳态分析
    稳态工作时，1个开关周期内变换器中谐振电感L₁两端的电压u_L1的平均值应为零，即：

式中  T为开关周期，而

忽略阶段(t₁-t₂) 和(t₅-t₆)，在(t₀-t₁)阶段加在辅助电感L₁上的电压为V₂，在(t₂-t₅)阶段加在辅助电感L₁上的电压为-V_Cc，于是

同理，对于Boost电感L得到

忽略阶段(t₁-t₂) 、(t₃-t₄)和(t₅-t₆)，在(t₂-t₃)阶段加在电感L上的电压为(V₁+V_Cc)，在(t₀-t₁)和(t₄-t₅)阶段加在电感L上的电压为(V₁-V₂)。

电路中加在主开关S₁、辅助开关S₃和二极管D₂上的最大电压应力为(V₂+V_Cc)，应用式(15)和式(8)，得到开关器件的电压应力为

    开关器件的电压应力与变换器输出电压，谐振电感值、输入电流、辅助开关S₃两端电容和二极管并联电容以及变换器的开关频率有关。图4为开关器件电压应力与谐振电感值的关系，其中，谐振电感值从10mH到30mH变化，变换器功率分别为1kW、1.5kW、2kW，输入电压300V，输出电压400V，变换器开关频率为100kHz，C₂＝1200pF，C₃＝870pF。

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