李彦锋，刘晨阳
浙江大学，浙江杭州310027

2．2同步整流技术
   在低电压大电流功率变换器中，若采用传统的普通二极管或肖特基二极管整流由于其正向导通压降大（低压硅二极管正向压降约0.7V，肖持基二极管正向压降约0.45V，新型低电压肖特基二极管可达0.32V)，整流损耗成为变换器的主要损耗，无法满足低电压大电流开关电源高效率,小体积的需要。
   MOSFET导通时的伏安特性为一线性电阻，称为通态电阻RDS，低压MOSFET新器件的通态电阻很小，如：IRL3102(20V，61A)、IRL2203S(30V,116A)、IRL3803S(30V,100A)通态电阻分别为0.013Ω、0.007Ω和0.006Ω，它们在通过20A电流时，通态压降不到0.3V。另外，功率MOSFET开关时间短,输入阻抗高，这些特点使得MOSFET成为低电压大电流功率变换器首选的整流器件。功率MOSFET是一种电压型控制器件，它作为整流元件时，要求控制电压与待整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称为同步整流电路。图1为典型的降压型“同步”开关变换器电路(当电路中无SR时，为“普通”的降压型开关变换器电路)。
3电路的设计
   所设计的电源参数如下：输入电压为50(1±10％)V,输出电压为3.3V,电流为20A,工作频率为100kHz。
   采用的主电路拓扑如图1所示。由于有源钳位采用的是FLYBACK型钳位电路，它的钳位电容电压为：

所选用的控制IC芯片为UC3844，它的最大占空比为50％，所以电容上的电压最大为Vin，电容耐压为60V以上，只要选取足够大即可保证电路能正常工作，本电路所选取的钳位电容为47μF/100V。
   有源钳位管S1的驱动必须跟变压器原边的地隔离开，而且S1的驱动信号必须跟开关管S驱动信号反相，使用UCC3580可以实现两个管子的驱动，可是这个芯片并不常见，因而这里选用UC3844跟IR2110组合。UC3844出来的控制信号用来作为IR2110的低端输入，其反相信号作为IR2110的高端输入，IR2110的高端驱动通过内部自举电路来实现隔离。这样，我们就达到了驱动两个开关管的目的。
   在输出整流电路中，当续流二极管（即SR的反并二极管）受正向电压导通时，应及时驱动SR导通，以减小压降和损耗。但为了避免SR与SR1同时导通，造成短路事故，必须有“死区”时间，这时仍靠二极管D导通。SR的开关瞬时要与续流二极管的通断瞬时密切配合，因此对开关速度要求很高。另外，从成本综合考虑，选用IRL3102。
   变压器的设计跟一般正激式变换器变压器设计差不多，只是要考虑同步整流管的驱动。所选用的同步整流管的驱动开通电压为4V左右，电路输出电压为3.3V，输出端相当于一个降压型电路，占空比最大为0.5，所以变压器副边电压至少为6.6V。因为MOSFET的栅－源间的硅氧化层耐压有限，一旦被击穿则永久损坏，所以实际上栅－源电压最大值在20～30V之间，如电压超过20V，应该在栅极上接稳压管。

4实验结果和波形分析
   开关管S1和S的Uds波形如图3所示，RefA为S管压降波形，50V/div，RefB为S1管压降波形，50V/div。电路此时工作在Vin=60V左右，S1和S的开关应力大概为120V，D=0.5左右。图4为变压器输出电压，也就是同步整流管SR1和SR的驱动信号，正的部分为SR的驱动信号，负的部分为SR1的驱动信号。实验所得波形和分析的波形基本吻合，只是在开关转换瞬间，电压有小尖峰，这是由电路的杂散参数引起的。该电路的工作效率经过测量大约在90％左右，基本达到设计的要求。
5结语
   3.3V/20A的开关电源的设计表明，有源逆变加同步整流电路用在低压大电流的正激式电路设计中，不加PFC电路时，能够取得很高的效率。

参考文献

[1]张占松，蔡宣三.开关电源原理与设计[M].电子工业出版社，1999.
[2]陈道炼，范玉萍，严仰光.正激变换器磁复位技术研究[J].电力电子技术，1998,（1）：72－74.
[3]LiangYC,OrugantR，OhTB.DesignconsiderationsofpowerMOSFETforhighfrequencysynchronousrectification[J].IEEETransonPowerElectronics，1995，10(3):388－395.