1  引言
    综合软化开关高频脉冲直流环节逆变器，解决了分级软化开关高频环节逆变器存在的电路拓扑复杂，功率密度和变换效率偏低，成本偏高等问题^[1，2]。这类软开关逆变器由电气隔离型高频脉冲直流环节电路与DC/AC逆变桥级联而成。
    文献[1]提出了并联交错有源箝位正激式高频脉冲直流环节逆变器电路拓扑，如图1（a）所示。该电路仍存在电路拓扑和控制偏复杂，体积重量偏大，变换效率和可靠性偏低等缺点。为了进一步简化高频脉冲直流环节电路拓扑，再次提出了高频脉冲直流电压波占空比扩展的新思路^[3]，从而成功地解决了单管正激式功率开关占空比小与输出高频脉冲直流电压波占空比要求大之间的矛盾。本文主要研究占空比扩展的高频脉冲直流环节逆变器工作原理，控制策略，关键电路参数设计准则，并给出了样机试验结 果。

2  占空比扩展的高频脉冲直流环节逆变器工作原理
    基于占空比扩展的单管有源箝位正激式高频脉冲直流环节逆变器电路拓扑，如图1（b）所示。单管有源箝位正激式高频脉冲直流环节电路，将经LC输入滤波器后的输入电压18～32VDC变换成平均值为180V，频率为80kHz，占空比扩展的高频脉冲直流电压u_do， DC/AC逆变为全桥结构，逆变桥所有功率器件在前级输出的高频脉冲直流电压波u_do过零处进行开关转换，从而实现了零电压开关（ZVS）。逆变桥输出的调制电压波u_AB经输出滤波电感L_f、滤波电容C_f后，得到了恒压恒频115V 400Hz的单相交流电。
    箝位开关S_c与箝位电容C_c串联支路，构成了正激变换器的有源箝位支路，实现了高频变压器T的磁复位。功率开关S_r与电容C_r串联支路不但可用来吸收DC/AC逆变桥交流侧回馈的无功能量，而且可以实现高频脉冲电压波u_do占空比的扩展。高频脉冲直流电压u_do占空比扩展原理，如图2所示。S_r的驱动信号相对于功率开关S的驱动信号稍延迟开通t₃时间，大大延迟关断t₄时间。合理设计吸收支路开关S_r的延迟时间t₄，也就实现了高频脉冲电压波u_do的扩展。吸收开关S_r与功率开关S均截止时，u_do为零电平，在此期间实现DC/AC逆变桥功率开关的ZVS转换。

3  三态离散脉冲调制电流控制技术
    高频脉冲直流环节电路和DC/AC逆变桥采用各自独立的控制电路。高频脉冲直流环节电路采用输入电压前馈脉宽调制，DC/AC逆变桥采用输出电压和滤波电感电流双闭环反馈三态离散脉冲（DPM）控制技术，其控制原理，如图3所示。输出电压反馈信号u_of与基准电压信号u_g比较，经PI调节器后，电压外环的输出信号i_g作为电流内环的给定信号。电流内环为三态离散脉冲滞环跟踪控制调节器。滤波电感电流反馈信号i_f在正、负环宽范围内跟踪i_g变化。滞环比较结果经采样信号u_c（过零信号）采样，控制功率开关S₁、S₂、S₃、S₄在u_do零电平期间开关转换，从而获得输出调制电压u_AB，其控制规律为

式中:δ——半个滞环宽度；
      u_dom——高频脉冲直流电压幅值。

4  关键电路参数设计准则
4．1  箝位电容Cc
    箝位电容Cc应满足

    通常取ΔU_c/U_c≤10％，按最坏情况D=D_min来设计。
4．2  功率开关S、箝位开关S_c、吸收支路开关S_r三个驱动信号延迟时间
    延迟时间t₁、t₂过大，影响了有效占空比；延迟时间过小，满足不了要求。S_c关断与S开通的时间间隔应不小于变压器磁化电感L_m与功率开关输出电容C_s间谐振周期的四分之一，即

式（3）、式（4）按最坏情况（U_i=U_imin、D=D_max、U_c=U_cmax）来调节参数。S_r关断相对于S关断的延迟时间t₄为
    t₄=ΔDT_sDTs    （5）
式中：ΔD——高频脉冲直流电压扩展的占空比。
4．3  功率开关S实现ZVS的条件
    功率开关S能否实现ZVS，取决于变压器磁化电流峰值与折算到变压器原边的负载电流的差值。功率开关S实现ZVS的条件为

式中：I_Lm——变压器磁化电流峰值。
4．4  高频脉冲直流电压波平均值U_do,avg选取
    为了确保输出电压THD小，应满足

由式（8）可知，相同的U_do,avg值，总占空比(D＋ΔD)越大，则高频脉冲直流电压幅值将越小。因此，高频脉冲直流电压波占空比扩展，一方面降低了DC/AC逆变桥功率开关的电压应力；另一方面简化了前级高频脉冲直流环节电路。此外，为了保证DC/AC逆变桥功率器件可靠实现ZVS，需要一定的零电平时间t₀，则最大占空比应满足

式中：f_s——开关频率。
4．5  开关频率f_s
    f_s/f_o越高（f_o为输出电压正弦波的频率），高频变压器，输入与输出滤波器将越小。但f_s受式（9）限制，若f_s过高，则最大占空比变小，高频脉冲直流电压波幅值U_iN₂/N₁将增大。故f_s应折衷考虑。这里开关频率f_s选取80kHz。
4．6  输出LC滤波器
    滤波电感L_f的合适取值范围为

式中：I_gm,max——给定电流幅值；
      ω_o——输出电压角频率；
    输出滤波电容C_f用来滤除输出电压u_o中的高次谐波，若C_f越大，输出电压u_o的THD就越小，但DC/AC逆变器无功电流分量增大，从而增大了变流器的体积和成本。一般选取I_Cf≤0.5I_omax为宜，因此滤波电容C_f值应满足：
 
式中：I_omax——输出电流最大值。
4.7   滞环宽度δ的选择
    一般来说环宽过小，电路不能有效地选择零状态，电路工作于双极性模式，输出电压THD增大，开关频率升高，损耗增加，且每个开关周期都有能量回馈，吸收电容两端电压脉动变大。若环宽过大，输出滤波电感上的电流偏差过大，输出电压的THD也会增大，且电路的动态调节速度变慢，影响到系统的动态特性。通常选取滞环宽度为
 
4．8   吸收支路电容Cr
    空载时DC/AC逆变器一个输出周期内就有半个周期能量回馈，其滤波电感电流i_Lf、滤波电容电压u_Cf、吸收支路电容电压u_Cr波形，如图4所示。根据能量守恒原理，则有

式中：U_Crmin=U_iN₂/N₁。
    高频脉冲直流电压波占空比扩展期间，吸收支路电容C_r对DC/AC逆变桥供电引起的最大电压降落为
        ΔU_Cr=（I_Lfmax·ΔD·T_s）/C_r   （14）
式中：I_Lfmax——最大输出滤波电感电流，通常要求ΔU_Cr≤5％U_Crmin。
5  试验结果
    设计实例：输入电压U_i=18～32VDC，额定容量750VA，输出电压115V，输出电压频率400Hz，开关频率f_s=80kHz，占空比D=0.34～0.6，扩展的占空比ΔD=0.3；变压器铁心选用铁氧体材料R2KBDPM62×49，变压器原、副边匝比N₁/N₂=2/24，磁化电感L_m=48μH。
    设计并研制成功的逆变电源，获得了优良的综合性能：输出电压（115±2）V，输出电压频率（400±0.2）Hz，输出电压直流分量小于0.1V，输出电压波形的THD<0.5％；负载功率因数－0.75～0.75，额定负载时变换效率大于85.5％；110％额定负载120min，150％额定负载5min；短路时间5s，短路电流21A，短路故障排除后有自恢复能力；重量小于4kg；体积265mm×159mm×130mm。
    样机试验波形，如图5所示。试验结果表明：高频脉冲直流环节电压实现了占空比的扩展，如图5（a）所示。逆变桥输出滤波电感电流iLf在给定电流ig的滞环宽度内变化，如图5（b）所示。负载两端得到的低THD输出正弦波u_o，如图5（c）所示。

6  结论
    1）首次提出高频脉冲直流电压扩展的新思路，为提高整机综合性能奠定了关键技术基础。
    2）该逆变电源具有优良的综合性能，处于国内领

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