图9中，u_D为二极管上的电压；U_DM为二极管上的电压峰值；i_s1为流经二极管上的电流。
    二极管反向恢复时，饱和电感器是作大电感运行，工作在图8的a—b段，要消除少数载流子反向恢复的影响，饱和电感器的伏-秒特性必须满足下式

式中  t_s为二极管少数载流子的复合时间；N为饱和电感器绕组匝数；DB为饱和电感器磁化时磁感应强度变化范围；S为饱和电感器铁心面积。
    满足了式(8)只是消除了二极管反向恢复的影响，要很好地消除二极管电压尖峰，饱和电感器的迟滞回线应该按照图8中：f—a—b—c—d—e走，其中a—b段为反向恢复时间段，b点后二极管恢复阻断特性，相当一个电容，到达c二极管上的电压等于2V_s=2V_in /K。
5 参数设计
5.1 尖峰抑制器的设计
    尖峰抑制器的设计必须满足式(8)，但是，要最大限度地消除电压尖峰，就必须按照图8中的迟滞回线走，b—c段回路以恒定电流I_sm对二极管等效电容进行充电，如果抑制器的伏秒积太小，迟滞回线就会走到图8所示的虚线段，反向电流会急剧增加，二极管上的电压尖峰会超过2倍的反向电压。
    c点是个关键点，是由不饱和进入饱和的转折点，恒定电流I_sm为

式中  H_c为尖峰抑制器的矫顽力；l为等效磁路长；N为绕组匝数。
    c点时二极管电压线性上升到2V_s，b—c段的时间为

    c点后尖峰抑制器进入饱和，二极管的等效电容与尖峰抑制器剩余电感、变压器的漏感及导线电感（共L_sx）发生谐振，二极管上的电压峰值可表示为

    所以要最大限度地消除电压尖峰，尖峰抑制器的伏秒积必须满足

5.2  饱和电感器的设计
    如果只是消除电流、电压尖峰，饱和电感器的设计完全可以按照式(12)来设计。但是饱和电感器还要肩负另一项重任：滞后桥臂ZVS时，它要对变压器副边一半绕组中的电流进行箝位，其箝位时间要大于滞后桥臂上的电容充、放电时间，则

    一般说来，电容充、放电时间t₂₃要远大于式(12)中的t_s+t_bc，因此设计饱和电感器不同于尖峰抑制器，如果选用相同材料的磁心，饱和电感器的铁心面积要大或绕组匝数要多。
5.3  占空比丢失
    当原边电流从正向（或负向）变化到负向（或正向）负载电流时，由于原边不足以提供负载电流，副边整流桥两端电压为零。这部分时间与二分之一开关周期的比值就是副边占空比的丢失D_LOSS，经推导得

式中  T_s为开关周期。
5.4  最大占空比
    由第二节分析知道，滞后桥臂电容充、放电时，副边整流电压V_rect为一负值。理论上，副边电流箝位电路所能达到的最大占空比D_max由下式决定

    从最大占空比的设计看出，饱和电感器或尖峰抑制器的伏秒积不是越大越好，如果增加匝数的话，t_bc会越大，D_zvs会越大。如果增加铁心面积的话，饱和电感器或尖峰抑制器的损耗会加大。
6  实验波形和效率曲线
6.1  实验参数
    输入直流电压：320~360V
    输出直流电压：100V
    额定输出功率：2kVA
    原、副边开关管IGBT：G40N60B3D
    原边开关管并联电容：4nF
    尖峰抑制器伏秒积：1×10^-4Vs
    饱和电感器伏秒积：3×10^-4Vs
    工作频率：46kHz
    选择输入直流电压为320~360V，输出为100V的直流电压的原因是：220V_AC整流即能得340V_DC，当输入电压提高5倍，即为地铁电网电压1700V；100V输出相应提高5倍为500V，逆变基本上供380V交流负载用。
6.2  传统电路超前管、滞后管源漏极电压和驱动电压波形
    图10为传统电路超前管Q₁和滞后管Q₄的波形。图中超前管Q₁上的电压V_Q1，滞后管Q₄上的电压V_Q4。右边为左边时基展开图。

        图中滞后管Q₄上的缺口是变压器漏感和开关管并联电容谐振引起的。可见，Q₁和Q₄开通时，V_Q1、V_Q4下降的形态是不一样的。图11给出了开通Q₁和Q₄时的情况，图中V_GQ1、V_GQ4为Q₁、Q₄管的栅极驱动电压波形。从图中可以看出，开通Q₁管时，源漏极上的电压已经降为零，因此开通Q₁管为软开关，而开通Q₄管时，源漏极电压不为零的，因此开通Q₄管为硬开通。

6.3  加电流箝位滞后管Q₄源漏极电压和驱动电压波形
    图12为副边电流箝位电路开关管Q₁、Q₄开通时的电压波形，电压比例同图11。左图为副边电流开关管箝位时的电压波形，右图为副边电流饱和电感器箝位时的电压波形。从图中可以看出，滞后管Q₄在给开通信号时，其源漏极上的电压均已降为零，即实现了软开关，证明了副边电流箝位实现ZVS的可行性。显然克服了如图11所示的传统电路Q₄管硬开通的缺点。

6.4  二极管上的电压波形
    二极管上的电压V_d，二极管上的电流i_s1。右边为左边时基展开图，如图13所示。

       从图中可以看出，由于加了尖峰抑制器和饱和电感器，二极管上的电压尖峰基本消除。这与第3节中的分析一致，见图9。
6.5  效率曲线
    图14、图15为效率h 的曲线。从图中可以看出，采用了副边电流箝位电路后，由于超前桥臂和滞后桥臂在进行ZVS时，能同时利用励磁电流和负载电流，因而能在很宽的负载范围内进行ZVS，从而保证了在很宽的负载范围内效率较高。从图14、图15可看出，当负载从4A变化到20A，效率均在90%以上，且负载较大时，效率更高，如图中指示在负载大于7A时，效率高达94%左右，这对大功率DC/DC变换器来说，意义是很重大的。

    从图中还可以看出，采用饱和电感器的效率要略高于采用开关管和尖峰抑制器，这主要是因为少用了2个开关器件的缘故。
7  结论
    本文揭示了移相全桥变换器中滞后桥臂开关管ZVS条件难以满足的原因，指出了解决这一问题的诸多方法。论文特别研究了在副边采用开关管和饱和电感的两种方案。理论和实际都证明了这二种拓扑线路超前桥臂和滞后桥臂在进行ZVS时，均利用了励磁电流和负载电流，因而能在很宽的负载范围内进行ZVS。并且由于采用了尖峰抑制器和饱和电感器，很好地抑制了原、副边电流电压尖峰，提高了系统的可靠性，减少了电磁干扰。
    对这2种拓扑线路进行了比较，发现采用饱和电感器的波形要好些，但是饱和电感器要求的伏秒积要远大于尖峰抑制器。也就是说，如果采用相同的磁性材料，采用相同的绕组，尖峰抑制器的磁心面积要比饱和电感器小，磁心损耗也会小。

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