1 引言
    地铁和轻轨车的电网直流电压高达1700V，而它的用电负载常为直流530V，因此，大功率的DC/DC变换器（几十kW~200kW）的研究就提到了日程上。
    目前，在中、大功率DC/DC变换器中，用得最多的是移相全桥软开关变换器，其中，移相全桥零电压开关变换器（PS FB ZVS PWM DC/DC）^[1]应用比较广泛。该电路具有以下几个主要优点：① 开关管在ZVS条件下运行，开关损耗小，可实现高频化；② 控制简单；（脉宽恒定，只控制移相）③ 恒频运行；④ 电流、电压应力小；⑤ 电路结构简单。但是这种传统的PS FB ZVS PWM电路具有3个主要缺点：① 当负载很轻时，尤其滞后桥臂开关管的ZVS条件难以满足；② 变换器处于零状态时，原边有较大环流，导电损耗增大，并且零状态时间越长，相对损耗越大；③ 输出整流二极管不能实现软开关，开关损耗大。其中，第2个缺点是实现ZVS不可避免的，只能尽量减小。
    近年来，研究的重点放在第1个缺点上，提出了一些拓宽负载范围的方法：在变压器原边串联饱和电感器^[2]；利用变压器励磁电流^[3]；利用辅助谐振网络帮助滞后桥臂实现ZVS^[4,5]。以上几种方法在负载非常轻时完全实现ZVS还是很困难。还有利用输出滤波电感能量^[6]，但在满载时滞后管实现ZVS很困难。
    为了研究大功率的DC/DC变换器，必须寻找高效率的DC/DC变换器拓扑方案。为此，本文详细研究了滞后桥臂开关管ZVS难以满足的原因，在此基础上研究了两种新的电路，一种是变压器副边使用开关管和尖峰抑制器，另一种是变压器副边使用饱和电感器。
2 滞后桥臂开关管ZVS条件难以满足的原因及其对策
    传统的移相全桥变换器如图1所示。它的各个开关管的驱动信号如图2。其中t_d为死区时间，a为移相角，a对应的时间段称为零状态。从图1中可以看到，因开关管上均并联电容，关断必定是软开关。而在开通时，超前桥臂与滞后桥臂有较大不同。超前桥臂（Q₁、Q₃）实现ZVS较易，滞后桥臂（Q₂、Q₄）实现较难，其本质原因分析如下：

       无论Q₁、Q₂、Q₃、Q₄，它的开通均在短暂的死区时间t_d以后发生。对于超前桥臂（Q₁、Q₃），当它关断时，在死区时间t_d内的续流电流不经过电源V_in，形成Q₁与Q₂，或Q₃与Q₄之间的短路电流，这种电流变化不激烈，在短暂的t_d内，不会在副边形成反向电压，因此二极管D_R1 ，D_R2的通断情况不会改变。副边将只有1只二极管导通，这时，具有大电感值的输出滤波器电感L_o反射到原边。若变压器的漏感为L_r，则参与原边谐振的电感量为（W_mag为变压器的励磁能量），这较大的电感储能能迅速的在死区时间t_d内对相应并联电容充放电，使经过t_d时刻后相应的超前桥臂开关管开通时处于零电压状态。
    但是，对于滞后桥臂（Q₂、Q₄），当它关断时，在死区时间t_d内的续流电流反向经过电源V_in，续流电流急剧下降。这种电流的急剧变化，在副边形成较大的反向电压，导致二极管D_R1或D_R2中未开通的那只二极管开通，而原已开通的二极管因有一段复合时间未全关断，在副边形成D_R1和D_R2同时开通，形成通过2个二极管短路的状态。这样便切断了副边反射电感n²L_o，使参与原边谐振的电感量剧减到只剩下L_r，电感储能相应急剧减少，使在死区时间t_d内相应并联电容充放电的过程减缓，在经过t_d时刻后，相应的滞后桥臂开关管开通时不能处于零电压状态，无法实现零电压开关。
    从以上分析可以看到，滞后桥臂开关管开通时不能处于零电压的原因在于它开通之前的续流电流要反向通过电源，使续流电流急剧下降。在副边形成反压，导致2个二极管同时导通，切断了副边反射电感之故。为了解决这个问题，在原边，可以用2个方法：一是人为增大电感，增加电感储能，显然这个方法很不好；另一个办法是另辟续流通道，使续流电流不反向通过电源，不形成电流急剧下降的局面，也就不会使副边2个二极管处于同时导通的局面，能充分利用反射电感，只是线路会复杂一些。也可以在副边想办法：一用可控的开关管来代替不可控的二极管，确保副边最多只开通1只管；二用电感来短暂承担负压，使原边相应电容放电完毕之前，都确保只有1只二极管导通，以使较大的L_o电感能在原边电容充放电过程中能反射到原边。由于这2种方法都能保证在原边电容充、放电时，变压器的副边二绕组中，总有1组的电流箝位为零（即总有1只管不导通），因此这种电路也可称为“变压器副边电流箝位DC/DC全桥变换器”。
    本文重点讨论这2种方法。其拓扑线路见图3、图4。图3在副边采用开关管代替二极管，为抑制尖峰，并加接了尖峰抑制器；图4是在原有二极管的线路中，加接饱和电感器。图中L_r为变压器的漏感，R_s1、R_s2为尖峰抑制器，L_s1、L_s2为饱和电感器。这2种电路的工作原理相似：依靠变压器副边电流箝位，超前桥臂（Q₁、Q₃）和滞后桥臂（Q₂、Q₄）均利用励磁电流和负载电流实现ZVS，并且使用了尖峰抑制器和饱和电感器，很好地消除了变压器原副边电压、电流尖峰。

3  副边电流箝位电路的工作原理
    由于上面提出的2种电路工作原理相似，因此主要对第1种变换器的工作原理进行分析。尖峰抑制器是用来抑制电流、电压尖峰的。为了便于理论分析，先不考虑其影响，将其去掉，如图5所示。图中，Q₁~Q₄，T₁，T₂为变换器开关管；V_P为变压器原边电压；i_P为原边电流；V_rect为变压器副边整流后的电压。图6为变换器的主要理论波形。图中，Q₁~Q₄，T₁，T₂为相应开关管的驱动波形；i_m为励磁电流；t_d为死区时间；a为移相角。

      分析前作如下假设：① 所有开关管，续流二极管，电感，电容均为理想器件；② 变压器变比为K，漏感L_r远小于输出滤波电感L_o；③ 开关管Q₁~Q₄并联电容均为C_r，开关管T₁、T₂不并电容。
    （1）开关模态0 [t₀时刻]
    在t₀时刻，Q₁、Q₄、T₁导通。原、副边电流回路见图7(a)。由于滤波电感足够大，可以将它看成一个电流源。此时，原边电流I_l0=I_m0+I_o/K，I_o是输出负载电流，I_m0是t₀时刻的励磁电流。
    （2）开关模态1 [t₀, t₁]
    在t₀时刻关断Q₁，原边电流i_l从Q₁中转移到C₁、C₃支路中，给C₁充电，同时C₃被放电，如图7(b)所示。由于有C₁、C₃，Q₁为零电压关断。在该时段里，变压器原边漏感L_r和滤波电感L_o是串联的，而且L_o很大，因此可认为原边电流i_l近似不变，类似于一个恒流源，其大小保持为I_l0=I_m0+I_o/K，C₁的电压线性上升，C₃的电压线性下降，即

    （3）开关模态2 [t₁, t₂]
    D₃导通后，开通Q₃是零电压开通，如图7(c)所示。Q₃与Q₁驱动信号之间的死区时间t_d >t₀₁。
    在这一时刻段中，变压器原、副边电压均为零，励磁电流i_m保持最大值I_mm不变。
    （4）开关模态3 [t₂, t₃]
    在t₂时刻关断Q₄，原边电流从Q₄中转移到C₂、C₄支路中，给C₄充电，同时C₂被放电，如图7(d)所示。由于有C₂、C₄，Q₄为零电压关断。
    Q₄关断后，T₂还没有开通，负载电流继续流经变压器和T₁管，变压器原、副边电压开始反向。整流后的电压V_rect开始变为负值。
    由于T₂没有开通，变压器副边绕组下半部分电流被箝位在零。变压器原边漏感L_r和滤波电感L_o仍然是串联的，输出滤波电感足够大，原边电流i_l仍近似不变。C₄的电压线性上升，C₂的电压线性下降

       到t₃时刻，C₂上的电压下降到零，Q₂的反并二极管D₂自然导通。该模态的时间为

    由公式(6)可以看出，滞后桥臂（Q₂、Q₄）和超前桥臂（Q₁、Q₃）具有相同的转换速度。负载电流和励磁电流均参与转换。
    （5）开关模态4 [t₃, t₄]
    D₂导通后，开通Q₂是零电压开通，如图7(e)所示。由于t₂₃= t₀₁，因此Q₂、Q₄驱动信号之间的死区时间可以设计得与Q₁、Q₃相同。
    在这一时间段，原边电流仍然基本不变，整流后电压V_rect也保持不变，其大小为

    （6）开关模态5 [t₄, t₅]
    在t₄时刻同时开通Q₂、T₂，T₂开通后，变压器副边上、下绕组同时导通，原边电流i_p迅速下降,过零后反向增长，同时整流后的电压V_rect也开始下降，过零后正向增加，如图7(f)所示。
    （7）开关模态6[t₅, t₆]
    到t₅时刻，原边电流i_p增长到I_p=I

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