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同步整流器中MOSFET的双向导电特性和整流损耗研究 |
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| 同步整流器中MOSFET的双向导电特性和整流损耗研究 |
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作者：佚名 文章来源：不详 点击数： 更新时间：2008-9-24 9:27:38  |
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胡宗波，张 波
华南理工大学电力学院，广东广州510640
1 引言
随着计算机、通信技术的发展，低电压大电流开关电源成为目前一个重要的研究课题。在低电压大电流功率变换器中，传统的普通二极管或肖特基二极管整流方式，由于整流二极管的正向导通压降大，整流损耗成为变换器的主要损耗，已无法满足低电压大电流开关电源高效率、小体积的需要。
MOSFET导通电阻低、开关时间短、输入阻抗高，成为低电压大电流功率变换器首选的整流器件。根据MOSFET的控制特点，产生了同步整流这一新型的整流技术。然而，同步整流要求MOSFET具有双向导电特性。但是，对于MOSFET的导电特性，大多数文献，包括国内的参数和互换手册［1］、国外著名公司的数据手册［2］等，均仅给出MOSFET的单向导电特性曲线。大多数的应用研究，也都是利用了MOSFET的单向导电特性。对于MOSFET的双向导电特性，鲜有文献详细介绍，更没有实验的范例和证明。
同步整流器的效率取决于MOSFET整流损耗的大小，但MOSFET的整流损耗分析比较复杂，它既与其等效模型的参数有关，又与栅极驱动电压、开关频率有关。当开关频率很高（1 MHz以上）、栅极驱动电压较大时， 驱动损耗明显增加，这时，MOSFET并联同步整流效率，因而必须考虑采用多管MOSFET并联同步整流方式。为此针对以上几个目前国际上尚未开展研究的问题，本文进行了深入的探索，为同步整流技术的发展提供重要的理论和实验基础。
2 MOSFET的双向导电特性
2．1 MOSFET的双向导电原理
MOSFET为电压控制型器件，电压控制意味着对电场能的控制，故称作为电场效应晶体管。MOSFET是利用多数载流子导电的器件，因而又称之为单极性晶体管。以N沟道MOSFET为例，其
构造如图1（a）所示，图1（b）为工作原理图.
MOSFET的电压控制机理是利用栅极电压的大小改变感应电场生成的导电沟道的厚度（感生电
荷的多少），来控制漏极电流Id的。从图1（b）中可以看出，当栅极电压Vgs小于开启电压Vth时，无论Vds的极性如何，两个PN结中，总有一个PN结是反向偏置的，因此漏极电流Id几乎为零，这种情况下形成耗尽层，MOSFET不导通。当栅极电压Vgs大于开启电压Vth时，漏极和源极之间形成N型沟道，由于N型沟道的电阻很小，故在漏源正电压Vds的作用下，电子从源极流向漏极，或者说，正电荷从漏极流向源极，这就是通常采用的MOSFET正向导电特性。
事实上，可以看出，栅极电压Vgs的作用仅仅是在于形成漏极和源极之间的N型导电沟道，而N型导电沟道相当于一个无极性的等效电阻。因而从理论上分析，若改变漏源极的电压极性，即漏源极加反向电压，电子会反向从漏极流向源极，正电荷将从源极流向漏极，实现MOSFET反向导电特性。从以上分析可知，MOSFET实际上是一个双向导电器件，只是在以往的应用中无须利用到反向导电特性，而形成MOSFET只能单向导电的一般概念。
当栅极电压Vgs一定时，N型导电沟道宽度和沟道等效电阻也是一定的。沟道等效电阻Rds（on）随栅源电压Vgs增大而减小，可以表示为
Rds（on）＝f（Vgs）（1）
以IRF044（Vds＝60 V，Id＝30 A，Rds（on）＝28mΩ，Vth＝2．0～4．0 V，N沟道增强型）为例，其栅源电压和沟道电阻之间的关系可实测得到，见表1。
2．2 MOSFET的双向导电仿真和实验研究
为了证明MOSFET的双向导电能力，建立如图2所示的仿真和实验电路。MOSFET采用IRF044，MOSFET漏源电压Vin是频率为1 kHz，正向峰值电压为2 V，反向峰值电压为－2 V的交流方波电压，以观察MOSFET正反向导电特性。在图2（a）中，无栅极驱动电压，MOSFET的反向体二极管导电。在图2（b）中，栅极驱动电压为8 V，MOSFET导电。
图3为栅极驱动电压为0时的仿真波形和实验波形。从图中可见，在Vin的正半周，MOSFET及其
体二极管均截止，电流无法流通，漏源间电压为正向峰值电压2 V。在Vin的负半周，－2 V反向峰值电压高于MOSFET反向体二极管的正向导电压降Vth（BD），电流流经体二极管和负载电阻R1，漏源电压等于体二极管的正向导通压降0．74 V。从图中可看出，仿真和实验结果完全吻合。
图4为栅极驱动电压为8 V时，MOSFET的双向导电仿真波形和实验波形。从图中可知，在Vin的正半周，MOSFET导通，正向电流从漏极流向源极，此时漏源极电压为正值；在Vin负半周，MOSFET也导通，反向电流从源极流向漏极，此时的漏源电压为负值。从表1中得知，此时MOSFET的沟道等效电阻只有26．53 mΩ，仿真得出漏源电压的幅值绝对值约为28．5 mV，与实验波形得到的结果完全相同，亦说明这时漏源极电压非常低，完全可以应用于同步整流。实验和仿真证明了MOSFET管的双向导电能力。
由于MOSFET亦存在反向并联体二极管，在流过小的反向电流时，由于－Vds很小不足以克服体
二极管的正向门坎电压，体二极管不导通，电流流经导电沟道，MOSFET漏源极电压很小，实现了同步整流低损耗的目的。但在大电流时，由于－Vds随漏源级电流增大而增大，当它大于体二极管的正向门坎电压时，体二极管将要导通，电流流经体二极管流通，源漏极电压就等于体二极管的正向导通压降0．74 V，这时相当于普通二极管整流，无法实现同步整流的目的。这说明MOSFET作为同步整流器件是有一定限制范围的。
2．3 MOSFET完整的漏源电压电流特性曲线族
仍以IRF044为例，利用图2（b）所示的实验电路，实验测绘出MOSFET完整的漏源电压电流特
性曲线，如图5所示。
从图5中可以看出，第一象限表示MOSFET正向导电特性，第三象限表示MOSFET反向导电特性，它们关于原点是基本对称的。但在实验中仔细观察可以发现，实际的漏源电压电流特性曲线并不
是完全对称的。从前面的分析中知道，MOSFET是通过控制栅源电压来改变感应电场生成的导电沟道的厚度，来达到控制漏极电流Id的。尽管MOSFET可以实现双向导通，但正向和反向电流完
全相反的流动方向会对导电沟道的厚度产生不同的影响，实验研究表明，MOSFET反向导电时会使导电沟道的厚度略微减少，沟道的等效电阻增大，Id在同样的栅源电压下，反向导通电流将略微小于正向导通电流。
3 MOSFET整流的损耗研究
3．1 半波同步整流中MOSFET整流损耗
同步整流电路共有三种基本方式：其一是半波同步整流电路，其二是全波同步整流电路（带中心抽头），其三是倍流同步整流电路。半波同步整流电路是最常用的整流方式，图6是半波同步整流电路原理图及主要外施电压波形。从图中可见，MOSFET管SR2作为负载电流续流管，就利用到它的反向导电特性。同步整流中MOSFET的驱动即控制的关键问题，就是有效驱动MOSFET，使负载电流通过MOSFET流通，达到最小的导通损耗和驱动损耗，因而必须从MOSFET的内部机理上研究它的导通损耗和驱动损耗。
图6所示的原理电路有如下假设：①待整流的电压Vs为方波交流电压，正负半波对称，无死区，其幅值为两倍输出电压即2 Vo，参见图6（b）；②栅源电压Vgs1和Vgs2与Vs的正负半波同步，参见图6（b），以保证SR1和SR2的体二极管均不导通；③SR1和SR2一样，导通电阻均为Rds（on）。
当开关频率低于500 kHz时，可以忽略栅极驱动损耗，这就是常说的无损耗驱动。但是，当开关频率很高（1 MHz）时，不能忽略栅极驱动损耗。MOSFET栅极驱动损耗由极间寄生电容、栅源电压和开关频率共同决定。而MOSFET的导通损耗总是存在的，它由导通电阻和整流器的输出电流决定。
MOSFET的等效损耗模型如图7所示［3］，其中Rg为栅极电阻，Cgs为栅极和源极之间的寄生电容，Cgd为栅极和漏极之间的寄生电容，Cds为漏极和源极之间的寄生电容，Rd与Rcha之和为导通电阻，即沟道电阻Rds（on），它与栅源电压有关。
对于图6所示半波同步整流电路，由图7可知，SR1和SR2的静态导通损耗为
式中 Rds（on）由式（1）确定。由前面的分析可知，导通电阻随栅极驱动电压的增大而减小，但导通损耗随着负载电流I0的增加而增加。
在一个开关周期内，电容的充放电损耗为
对于MOSFET而言，Vmax－Vmin即为其栅极驱动电压Vgs，C（ν）即为Cgs，参见图7，因而SR1和
SR2的栅极驱动损耗为
式中 f为开关频率。
故整流总损耗为
式中 Po＝Io·Vo为整流器输出功率。
为了减小MOSFET的导电损耗Pcond，可以减小导通电阻Rds（on）。由表1可知，增加栅极驱动电
压可以减小导通电阻。但是，栅极驱动电压不可能无限制增大，同时，增加栅极驱动电压却增加了驱动损耗。因此，在栅极驱动电压和导电电阻之间，应该找到一种折中方案，使得整流损耗最小。
以IRF044（Cgs＝0．81 nF［4］）为例，利用表1的数据，计算整流损耗。假设Io＝10A，Vo＝5V。对于不同栅极驱动电压（即不同导通电阻），绘制开关频率和整流效率之间的曲线，如图8所示。从图8中可以看出，在低频情况下，随着驱动电压的增加，整流效率随着增加。但是，当频率增加到一定程度时，栅极驱动损耗迅速增加，虽然因驱动电压的增加使得导通电阻损耗减小，但是总体表现为整流损耗增加，整流效率降低。所以，在MHz级的高频情况下，优化的驱动电压相对来说比较低。例如，当输出功率为50W，其中输出电流为10A，输出电压为5V，且开关频率为6 MHz，驱动电压为10V时，整流效率最高。
3．2 MOSFET和肖特基二极管的整流损耗比较
3．2．1 MOSFET和肖特基二极管的导通特性
在利用MOSFET同步整流技术提高整流效率之前，一直是采用肖特基二极管整流。但从前面的研究结果进一步分析表明，在MOSFET正或反向导通时，由于MOSFET的漏源极之间可以等效为一个阻值恒定的电阻，因此MOSFET导通压降和导通损耗将随整流电流的上升而增加，并且导通压降与整流电流成正比例关系，增加速度较快。而对肖特基二极管的研究表明，其导通压降随着导通电流的增加而成饱和趋势，最大导通压降在0．4～0．5 V之间。
图9是采用MTP75N05HD（VDS＝50 V，ID＝75 A，Rds（on）＝9．5 mΩ，TO－220AB）的MOSFET和采用85CNQ015的肖特基二极管，在不同整流电流下，实验得出的正向导通压降曲线。从图9中可以明显看出，当整流电流小于45 A时，MOSFET导通压降比肖特基二极管导通压降小。但当整流电流大于70 A时，MOSFET导通压降明显大于肖特基二极管的导通压降。
实验结果说明MOSFET导通压降并不总是低于肖特基二极管，进而说明MOSFET的同步整流效率也不总是优于肖特基二极管。因此，当整流电流超过一定大小时，同步整流技术应考虑MOSFET
多管并联，或采用肖特基二极管整流。
3．2．2 多管MOSFET并联同步整流损耗
为了进一步研究大整流电流时的MOSFET整流损耗，在与肖特基二极管整流损耗比较的基础上，就多管MOSFET并联整流损耗进行了实验研究。肖特基二极管整流的原理电路如图10所示。MOSFET、肖特基二极管型号仍选用MTP75N05HD和85CNQ015。
实验条件如下：MOSFET整流开关频率为200kHz，整流电流为70 A。肖特基二极管整流损耗包
括正向导电损耗和反向恢复损耗。实验结果如图11所示。
从图11中可以明显看出，当整流电路的输出电流较大时，采用多管MOSFET并联的整流损耗可
以明显小于采用肖特基二极管的整流损耗，从而得到较高的整流效率。因此对于低电压大电流功率变换器，在大电流时，可以采用多管MOSFET并联运行的同步整流方式。
4 结论
本文首次从理论和实验上证明了MOSFET的双向导电特性，得出了完整的双向漏源电压电流特
性曲线，为MOSFET在同步整流中的应用奠定了理论和实验基础。同时，首次基于MOSFET等效损耗模型，以栅极驱动电压和开关频率为变量，绘制了完整的MOSFET整流效率曲线，为同步整流中栅极驱动电压选择、开关频率优化、单管或多管并联运行提供了科学依据。
参考文献：
［1］ 陈清山，徐正楚，曹宇衡（Chen Qingshan，Xu Zhengchu，CaoYuheng）．新世界场效应管详尽参数及互换手册（The latestdetailed parameters and interchanged data of transistor）［M］．湖南：湖南科学技术出版社（Hunan：Hunan Science ＆ Technology Press），1998．
［2］ Motorola TMOS power MOSFET data［M］．Motorola Inc．，1992．
［3］ Tahisz W A，Lee FC，Chen D Y．A MOSFETresonant synchronousrectifier for high－frequency dc／dc converters［C］．1990 VPEC Seminar Proceedings，The Eighth Annual Power Electronics Seminar，1990：60－70．
[4] International rectifier power MOSFET data[M].IR Inc.,1992.
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