王鹏 纪延超 柳焯 方兴
哈尔滨工业大学电气工程系
0 引言
人们很早就认识到电力网络中接入纵向或横向的电压调节器，即引入与线路电压相位一致或垂直的附加电势，可以改变系统中不尽如人意的自然潮流分布，从而提高电力设备的功率传输能力和系统运行的安全稳定性。长期以来，纵横向调节是以机械式分接头转换的方式进行的，这种调节方式在响应速度和调整范围等方面只能适应于对系统稳态运行工况的控制。70年代末期，曾有学者提出以大功率可控硅开关替代机械式分接头进行快速的纵横向调节，然而由于这种调节方式是建立在传统的相控式可控硅触发技术基础上的，它会对系统产生较大的低频谐波注入，因此，必须与价格昂贵的滤波装置共用或者是被迫采用离散分级的调整方案。
近年来，电力电子技术在大功率可关断器件，以及交流控制器的新型拓扑结构领域取得了突飞猛进的发展。基于可关断器件及交流斩波控制方式的AC/AC变换器日益受到国内外学者的关注，本文在理论分析的基础上，提出采用斩控式AC/AC变换技术取代传统的可控硅相控技术实现快速、连续的纵横向电压调节，并提出了一种多桥叠加结构的交流控制器以利于大容量工业应用装置的设计实现。
1 基于斩控式AC/AC变换技术的纵横调节器
1.1 基本原理
新型纵横调节器采用一个斩控式AC/AC变换器替代相控式的交流控制器调节线路注入电压的幅值，其原理接线如图1。
图1 新型纵横调节器原理接线
图1中S1～S4均为自关断可控硅开关，其中主开关S1～S3用相同的门极信号控制，它们周期性地接通和关断并联变压器副边绕组与串联变压器的原边绕组，辅助开关S4的作用是在主开关关断期间使串联变压器原边绕组的电流得以续流，因此主开关与辅助开关间的通断关系是互补的。通过对主开关门极控制信号占空比D的调节，可以快速、连续地控制注入电压基波分量的幅值，进而实现对线路电压的纵横向调整。为了确保主开关与辅助开关不会在导通时间上发生重叠而造成破坏性短路现象，在S1～S3和S4的门极触发信号中应设置死区时间，电容器Cp1,2,3的作用就是在死区时间内为串联变压器原边绕组的续流电流提供回路。
1.2 多桥结构
当基于上述的调节原理实现高电压、大容量工业应用装置时尚需要解决如下矛盾：为了使注入电压的谐波畸变率尽可能地小，交流控制器必须采用较高的开关工作频率(1 kHz或更高)；而为了降低可关断器件所引起的开关损耗，又要求装置的开关频率尽可能地低。解决这一矛盾可以通过采用多桥斩控式交流控制器的并联叠加结构。理论分析表明：将N个同样结构的交流控制器并联叠加，并将它们的控制触发脉冲在相位上依次错开(360/N)°，则装置内部所产生的谐波分量将会在各桥路间发生显著地相互抵消现象，从而使注入电压总的谐波成分大大减小。这样，在同样满足系统对谐波限制的要求时，装置的主开关设计工作频率将可以成倍地降低。
在装置的设计中，可通过对容量、开关频率及滤波要求等方面进行综合考虑，从而合理地选择交流控制器的并联桥数及开关工作频率，这样做甚至可省去装置的输出滤波器，而只在其入口处加一个小的输入滤波器，这对于提高装置的反应速度和降低造价是十分有利的。图2示出了当并联桥路数N＝3时横向电压调节器的接线。
以下将对多桥结构调节器内部的谐波相消原理加以分析。由于在N桥交流控制器中，各桥路的控制触发信号是依次错开(360/N)°的，因此可将其中第m桥路的开关转移函数表示成：
 (1)
式中：D为各桥触发信号占空比0≤D≤1；Dn为交流控制器开关谐波系数Dn＝(2/nπ)sin(nπD)；kf为开关频率与基波频率的比值kf＝fs/f＝ωs/ω；Ts为开关周期Ts＝1/fs；φn为开关谐波相移φn＝nπD。
图2 N＝3时横向电压调节器接线
假定交流控制器入口处Uf点电压的波形为正弦，即
 (2)
若各串联变压器的变比为ks，则由各交流控制器产生的总线路注入电压可表示为：
  (3)
这里，定义 为N桥斩控式交流控制器的开关转移函数，且有
 
 
对上式进一步化简，可将FN(t)的一般形式写为：
 (4)
由式(3)和(4)可以得到调节器的总线路注入电压表达式为
 (5)
式(5)右侧第1项和第2项分别为调节器总线路注入电压中的基波和谐波分量。由第2项可以看出：在谐波分量中只存在nNkf±1次谐波。若设并联侧变压器变比为kl、装置输入侧相电压幅值为Us，则纵向与横向调节器注入电压中的谐波幅值可分别表示为
 (6)
以及  (7)
式(6)、(7)表明了电压中各次谐波的幅值大小与桥路数N、占空比D以及串联和并联变压器变比之积klks之间的关系。下面以横向调节器(或称移相器)为例作进一步说明。
对于横向调节器，由式(5)右侧第1项即注入电压的基波分量，可以得到可控移相角α的表达式为
(8)
根据式(7)及(8)，当N＝1时，注入电压中含有次数为nkf±1(n＝1，2…)的全部各次谐波；N增加到2时，注入电压的谐波成分将减少到仅含有2nkf±1(n＝1，2…)次，其它的谐波成分因在桥路间相消而为零，其中包括幅值最大，对总谐波畸变率影响也最大的kf±1次谐波；当N＝3时，注入电压中的谐波成分再度减少到仅含有3nkf±1(n＝1，2…)次，同时幅值为次最大的2kf±1次谐波也不存在了。依此类推，当桥路数为N时，注入电压中将仅含有nNkf±1(n＝1，2，3…)次谐波，其它各次谐波均被消除，其中包括幅值最大的kf±1至(N-1)kf±1次谐波成分，从而使总体的谐波频谱分布情况大为改善。
此外，在D=k/(nN)(k=0,1…N)的特殊情况下，由于Dn=(2/nNπ)sin(nNDπ)为零，因而式(5)的第2项亦为零，此时各桥所发生的各次谐波完全相互抵消，注入电压的总谐波畸变为零，其波形接近正弦。
2 计算机仿真研究
为验证前述理论分析结果的正确性，针对不同的主电路并联桥路数及开关频率进行了大量的计算机仿真研究。仿真采用的是PSPICE通用电路仿真软件。这里给出了取桥路数N＝3主开关频率fs＝300 Hz时的一组仿真结果。
图3示出一个最大移相角为15°时横向调节器处于注入电压谐波畸变率最大的一个运行点(D＝5/6，α＝12.5°)的电压波形。图4示出此时注入电压的频谱分析结果。对于纵向调节器，图5与图6分别示出注入电压最大(对应D＝1)为线路电压幅值的15%时，在其谐波畸变率为最大(D＝5/6)和零(D＝2/3)的2个运行点装置的电压波形。可以看出，上述的计算机仿真结果与文中的理论分析结果均是吻合的。
图3 横向调节器在D＝5/6时Us、Ux及Usx电压波形
图4 注入电压Usx的频谱分布
图5 纵向调节器在D＝5/6时Us、Ux及Usx电压波形
图6 纵向调节器在D＝2/3时各点波形
3 结论
本文采用斩控式交流变换器替代传统的相控式可控硅交流控制器应用于电力系统的纵横向电压调节，具有控制简捷灵活、调节速度快、注入电压谐波畸变率低等显著特点。提出了基于多桥叠加结构AC/AC变换技术的纵横向调节器，大幅度降低了主开关的工作频率，为大容量工业应用装置的设计实现奠定了基础。对所提出调节器的工作机理进行了分析，计算机仿真结果验证了所得结论的正确性。
|
网友评论：（只显示最新10条。评论内容只代表网友观点，与本站立场无关！）
