1引言
脉冲变压器被广泛用于电子电路中，如它们常被用作高功率发射机中线性调制器输出到负载之间的耦合，也有把它们用于刚管调制器中。这些场合使用的高功率脉冲变压器均为升压型变压器，以提供从初级到次级间的电压与阻抗变换。
用作大功率调制器的脉冲变压器的设计，可以采用多种方法。但是，为了能够生产出合格的脉冲变压器，则要经历其设计的全过程及其方法，以满足使用中各自不同的要求。
这些设计原则主要包括：
◆获得特定的脉冲上升时间；
◆提供合适的脉冲平顶；
◆达到要求的脉冲下降时间和脉冲尾部的频率响应；
◆为电子管的正确工作创造条件；
◆提供电路的电压变换；
◆保持温度在合理的范围之内；
◆为电子管的灯丝电流提供通道；
◆经受得住要求的工作电压；
◆尽可能减小体积与重量，降低成本；
◆能经受所需要的电压应力。
应指出的是，同时使这些要求都达到最佳状态是办不到的，所以，整个设计过程就是能够合理巧妙地折衷这些指标与参数的过程。
2脉冲变压器等效电路及其特性分析
脉冲变压器的绕组形式、铁心材料选用、匝比等的变化范围很大。通常采用的是所谓“完整”的等效电路，如图1所示。
由图1可见，要分析这个等效电路并不十分复杂。一个特定的脉冲变压器性能很大程度上取决于等效电路中的各个元件以及绕组的不同匝比。在许多时候，能够办得到的实质性的简化就是假设变压器的匝比大于1：3。在这种情况下，就可以采用一种进一步简化了的等效电路，如图2所示。在此电路中，也是为了简化，所有的电路元件都被折算到了变压器的某一边（即初级或次级）。
分析图2所示的等效电路，可以把脉冲波形简化成三个部分，即脉冲上升时间、脉冲顶部、脉冲下降时间或脉冲尾部。在分析脉冲上升时间中，通常可以忽略磁化电流，其结果即变成了如图3所示的简化等效电路。通常，假设加于脉冲变压器初级的是个阶跃电压，其输出脉冲的上升时间与变压器的漏电感、杂散电容、负载的分布电容、负载的性质等有关；而其负载不是电阻性负载就是带偏置二极管的负载。对于欠阻尼状态的电路分析，所显示出的输出电压由下式给出：
(1)
式中，
阻尼系数K1为：
图4所示为阻尼系数K1选择在0.5~0.75之间，这时所获得的脉冲上升速率快且是其超值最小的一个优良折衷方案。当其工作在偏置二级管负载时，则选择：
因此，在偏置二极管导电之前流经漏电感的电流恰好等于在其导电之后通过负载的电流。如果方程式(1)所要求的条件是在刚管调制器中遇到（一般情况下，式(1)中的），而k1则等于0.71。所以，现实的设计过程就是k1在0.5至0.75之间进行设计。如果k1值大约等于0.5，那么对于电阻性负载来说，其脉冲上升时间将由下式给出：
(2)
如果负载为偏置二极管（在脉冲上升时间里，Rc>>Rg），对于这样的偏置二极管负载，其脉冲上升时间由下式给出：
(3)
分析脉冲顶部的性能是假设电压值大致是不变的，而且电子管中电流的降落值与变压器自感中的磁化电流相关。对于偏置二极管负载，脉冲期内电子管中减少的电流大约等于磁化电流，即：Im≈ΔId
式中，Im为磁化电流；ΔId为器件中减少的电流。
对于线性纯电阻性负载的电压降为：
分析脉冲波形尾部的性能要复杂一些。为使发射机正常工作，需要将电压很快降落到零值，没有虚假振荡，只有一个很小的回摆值，并且不与起始输出电压同极性。基于发射机磁控管和变压器磁心材料在脉冲尾部这个时间里都呈现出明显的非线性特性，由此使脉冲尾部性能的分析复杂化了。在脉冲变压器恢复时间内，这种状态可以直接引起欠阻尼的情况，从而可能使脉冲电压上升为震荡。这类震荡可能会产生主发射脉冲之外的其他形式的附加射频脉冲。图5所示即为这样的电压脉冲波形，由图可见，主脉冲与并不需要的震荡之间离得很近，虽然存在着一定距离。
磁控管的非线性状态是其所表现出的明显的不同特性，它随施加于管子上的电压而定。用作脉冲变压器磁心的磁性材料在脉冲里的B-H曲线由图6示出，在脉冲结束处的磁导率μe与脉冲后沿期间的磁导率μd之间的差异很明显。
有报道用图7的等效电路进行脉冲波形的分析。在图7中，Cn是脉冲形成网络（PFN）的总电容值，Ln为漏感和PFN电感之总和，Cd是脉冲变压器和负载的杂散电容值，Rm为磁控管的静态电阻，Re是变压器的等效电阻。同时，在脉冲附近时间间隔里的等效电阻Rm决定了因子Ｊ和μe对μd的比值。然后用这些参数计算三个归一化常数；用这三个归一化常数即可检查近距离回波（回摆跨于脉冲附近的轴线上）或者距离的虚假回波、或者脉冲再跨轴线的存在。这些参数记录于表1。
选择k1值是在设计程序的前期，以便获得可以接受的前端性能。为了检查近距离回波的存在，需要对k1和k2进行计算，k3值和磁化电流对负载电流之比Δ在图8中画出。在没有近距离回波存在的情况下，k2值必须比由图8中取得的值大。同时，在没有距离回波存在的情况下，k4将大于或等于1。
3脉冲变压器的结构形式
脉冲变压器有多种结构形式，图9~图14列出了其中几例，每图附有其漏感和杂散电容的表达式。在设计中，可以把漏感和杂散电容换算到变压器的低压边或高压边，换算到变压器另一边的值是用变压器变比的平方去除所有电感值，或者去乘所有的电容值。
图9~图14中的值是折算到高压绕组一边的。图中的符号与定义为：
Cd——高压绕组的分布电容（PF）
L1——折算到高压绕组边的漏感（μH）
NS——串联的高压绕组总匝数
Lc——每匝的平均长度（in）
t——导线断面直径（in）
n——高压绕组匝数对低压绕组匝数之比
S——绝缘层的厚度（in）
k——绝缘材料的相对介电常数
d——当绕组载有脉冲电流时，一个绕组层铜导体绕的绕制半径（in）
图15所示为具有单层初级和双绕组单层次级的一种脉冲变压器结构的横断面示意图。它示出了脉冲变压器的基本组成单元，图中标出了其名称。脉冲变压器设计技巧的很大一部分在于选择绕组结构的形式及其无量纲的变化。脉冲变压器设计引入了L1和Cd值，而大功率脉冲变压器还应包括热传递、绕组的物理结构参数等详细设计参数。
4脉冲变压器磁心用材料的性能
几乎所有的大功率脉冲变压器都具有磁性材料的铁心，最常用的铁心形式是C型铁心，其结构图见图16。一些脉冲变压器采用的C型铁心的尺寸列于表2。
脉冲变压器铁心的脉冲磁导率是脉冲宽度与铁心磁通变化的函数。图17列出了一些文献中报道的脉冲磁导率。硅钢片的典型脉冲磁化曲线示于图18；不同脉冲宽度时的脉冲变压器的铁心损耗见图19。
有些时候需要用薄的垫片填充铁心的气隙或者施加一种复原力（mmf）时，才能获得最佳的磁导率。但这种情况一般只发生在铁心尺寸很大，或者所需的磁通变化很大的条件下；铁心中引入空气隙降低了铁心的剩余磁感应，当一个脉冲磁化力Hm给定时，则引入了一个较大的ΔB。如果获得一个复原力，将可以使铁心加以偏置，从而获得一个大的ΔB值。
为了得到图17和图18所示的数据，给定一个ΔB值，就可以利用方程式来计算绕组每匝的电压值。
式中：V——脉冲结束点的峰值电压；
N——绕组匝数；
A——铁心横截面积（DxE）（in2）
S——占空因子（2mile的硅钢片时为0.89）
t——脉冲宽度(S)
ΔB——磁感变化强度（G——高斯）
于是计算得到的脉冲磁导率为：
式中：μe——有效磁导率（G/Oe——奥斯特表示的高斯值）；Im——峰值磁化电流（A）；——磁路长度（2F+2G+2.9E） （in）。
5脉冲变压器设计用绝缘材料及性能
在10~15kV范围工作电压的脉冲变压器可以采用干式固态绝缘，然而在这个电平以上工作的脉冲变压器几乎毫无例外地采用真空浸渍的液体固体混合绝缘。最常使用的液体绝缘物是变压器油和硅油，常用的固体绝缘物则是牛皮纸、聚酯薄膜和聚四氟乙烯。
常用绝缘材料的性能见表3。在某些情况下，绝缘材料的厚度和宽度应该根据其介电强度来选择而不是其物理强度。表4列出了这样一些厚度。在没有间隙的情况下，绝缘层应由不少于两层绝缘材料组成。由于铁心的不规则形状和存在尖角等，所采用材料的绝缘强度应比计算值增大1/2~1/3，故一般在变压器制造过程中要在铁心上缠绕绝缘材料，以增加铁心与绕组间的绝缘强度。
6大功率脉冲变压器的热设计
6.1温升计算
计算变压器温升的第一步是作出一个分析问题的详细草图，标出其不同位置的温升，如图20所示。在计算温升前，首先假设变压器中有关位置的损耗已经得到。
6.1.1计算从箱体到其所处环境的温差Q1。
其方法为：计算油箱外表面的面积，即为油箱的周边尺寸乘以其高度，再加上油箱箱盖的面积（除了油箱底部与一个适合冷却的表面直接接触并导热，否则是不包括箱底表面积的）。油箱表面产生的总热量除以油箱表面的面积，则得到热流的密度。然后由图21所示的热辐射和热对流两者的总热传导曲线共同来确定变压器的等效温升。
6.1.2计算从箱体到油的温差Q2
首先计算油箱内部与油料接触的面积，用此面积去除以总的“瓦特”数，即确定了热流密度Hc。再用图22所示的合适曲线确定Q2之值。
6.1.3计算从线圈到油的温差Q3
计算方法与确定Q2的方法相同。而线圈的表面积仅指线圈的垂直表面那部分。
6.1.4计算从铁心到油的温差Q4
计算方法同“6.1.2”的求Q2值。用作其计算的热流则是假设离开铁心叠片端部的那一部分。
6.1.5Q5与Q6是热传导温差，其计算式为：
Q=Wrtλ
式中，Q——温差(℃)；W——热流比(W/in2)；rt——绝缘材料的热阻(℃/in)/(W/in2)；λ——热流通道的长度(in)。
通常假设在油中的热流是向外部传导的。rt的典型值见表5。
从变压器绕组任何一点到其所处环境的所有温升之和，必须不超过所用绝缘系统允许的温升。一般使用寿命为10000小时的情况下，牛皮纸的最大温升为105℃；如为2000小时寿命则其最大温升为130℃；而油温应限制在100℃以内。
在计算决定温升过程中，应考虑到油随温升的膨胀，油的膨胀系数为0.073%/℃。对于100℃的温升，油的体积将增加7%以上。解决油膨胀的主要技术措施有：对于中度温升的小型元件，可用油箱本身的变形来调节；通常的办法是在油箱上进行合理的起绉以允许油的膨胀，也可采用可伸缩的波纹管以提供油料与气体膨胀占用空间；也可以在油中加入一些气球，尼龙片、砂子等以减小油的体积。但必须注意到，所加入的填充材料不能影响到元件的传热效果及降低电压击穿能力。
6.2脉冲变压器中的主要发热源
脉冲变压器中的主要发热源有：铁心损耗，杂散电容中的储能，导体的损耗等。
铁心的损耗计算参见图19。为了得到用“瓦特”数表示的铁心损耗，将用铁心体积(in3)乘以每种脉冲每立方英寸的“焦耳”数，再乘以每秒的脉冲数，这就是铁心中的损耗功率。但通常都假设仅是侵在油中的铁心表面存在热量交换。
杂散电容中的储能可以有效地分配到变压器的损耗里，其所储能量由以下方程给出：
当其乘以重复频率时则得其总功率。如果是电阻性负载，这些能量的绝大部分都损耗在负载里；但如果是偏置二极管负载，就不是这种情况了。在线性调制器中，削峰二极管电路可以吸收杂散电容中储能的一大部分。在个别情况下，可能有10%到90%的能量被消耗在变压器中。
导体的损耗有两个方面：由脉冲电流引起的损耗和由灯丝电流引起的损耗。可以用直流阻抗来计算灯丝电流的功率损耗，对于脉冲电流的功率损耗计算则要复杂一些。
确定导体有效脉冲电阻的基本方程相当复杂，在许多情况下可以作简化的假设，如对于正弦波激励时则有：
在此，f——频率（Hz）。对于用脉冲激励时则为：
在此，τ——脉冲宽度(S)。对于上述表达式，还应考虑趋肤效应的影响并计算其电阻，然后与直流电阻比较，并且使用两个电阻中大的一个。同时还应考虑邻近效应的影响，注意到许多脉冲变压器的导体损耗是受灯丝电流损耗支配的。
7脉冲变压器制造技术
7.1绕组制造常数
变压器绕组的横向尺寸是由导线的实际宽度得到的。导线的尺寸可以从导线表（见表6）查到，再乘以1.5的制造系数即得绕组横向尺寸。绕组的径向尺寸则是绝缘层和导线尺寸之和乘以1.25，对于制造常数的特殊值则应随绕制技术的个例而改变。
7.2变压器的真实浸渍
为落实在高压状况下的安全运行，变压器制造时必须彻底干燥，完全浸渍并封密在一个防漏的箱体容器内。为了避免气泡或气隙留存于绝缘系统中，在干燥与浸渍时应特别重视。气泡或气隙的存在会导致高电场及绝缘系统可能被击穿或性能恶化。下面是典型的浸渍工艺程序介绍。
◆将待浸渍的元件放入90℃的烘箱中，保温不少于4小时，然后将元件完全密封在容器内，只留一个小的注油孔。
◆在真空条件下把变压器油加热到70℃并保温3小时后备用。
◆把装有元件的容器抽真空至1mmHg，并在90℃的温度中保持2小时；允许在低于40mmHg柱之真空度下，将油充入装有元件的容器中；再在真空状态下保持0.5小时。在常压下放置0.5小时。然后在40mmHg柱下放15分钟，在正常大气压下放15分钟，如此循环四次。注意，在所有这些过程中，均应将油温保持在70℃左右。
◆在70℃温度的油中将容器的充油孔密封。然后将装有元件的容器从油中取出进行彻底清洗（可使用三氯乙烯）；将元件放入冷冻箱中降温至4℃（或其它要求的温度，可根据元件的工作环境与技术条件确定），再放入90℃的烘箱中直到其彻底加热为止；之后检查容器是否漏油。如果发生漏油则必须返工；如果不漏油，就可以油漆容器表面。
8脉冲变压器用高压绝缘子
通常，大功率脉冲变压器是完全密封在一个箱式容器内的，通过绝缘子把其引线接出。脉冲变压器所使用的一些高压绝缘子结构、焊接方式、特性分别见图23~图27及表7~表11。一般情况下，绝缘子的闪烁电压近似等于17.5t0.63kV，此处t是绝缘子的表面爬行路径（in）；绝缘子应工作在这个电压应力的。如果变压器工作在高地势地区或者其工作环境很脏或很潮湿，额定工作电压就要适当降低。
在有些使用中，要求变压器的引出线不能外露，这时可以把微波管的阴极绝缘子插入一个特殊的陶瓷管内。在此情况下，必须小心地操作，并确保阴极引线能够充分冷却。
9大功率脉冲变压器设计实例、步骤
用于线性或刚管调制器中的大功率脉冲变压器的设计相当复杂，还没有适用于所有情况的统一设计方法和程序。但作为一些普通的脉冲变压器设计（如其脉宽为0.2~2μs、最大输出电压不大于25kV，变比约为5，FRF≤5kHz），则只需要比较简单的设计程序。
脉冲变压器的设计包括：选择合适的铁心，设计匝数、绕组形式、导线尺寸和绝缘厚度。对此则有许多成熟的设计程序。首先进行铁心和匝比的选择设计；在设计过程中，假设变压器是用于线性调制器中的，可使用试验循回的方法选择铁心，然后计算需要的匝数以达到脉冲结束时有合适的激磁电流值（10%是合适之值）。确定绕组结构形式时，要选择具有适当爬电和击穿应力的绝缘材料；按所需电流来确定导线尺寸。然后校验绕组尺寸以争取达到漏感和分布电容的最佳值。同时检验绕组看其脉冲尾部性能是否满意，热点温度是否在要求之内。如果所有这些关键参数都满足了，那么该变压器设计就完整了。对于所设计的任何变压器都应将它们放于电路中进行实际测试看其是否达到了预期目的。考虑变压器的实际工作要求，这是任何变压器的设计过程都必须进行的。
变压器设计的第一步是选择铁心，然后假设磁通密度的变量（用图28）和相应的铁心材料磁导率（用图18和图19）的初始值。匝数、磁通密度和磁化电流的关系如下列方程式：

式中，V——脉冲结束处的峰值电压（V）；N——匝数；A——铁心截面积（in2）；S——占空因子（2mil的硅钢为0.89）；t——脉宽（μs）；ΔB——磁感应变量（G）；，在此，μe——有效脉冲磁导率；Im——峰值磁化电流（A）；——铁心长度（in）。
在脉冲结束处，磁化电流值将不超过峰值脉冲电流的10%。
可以选用图9或图10所示之一种视为最有用的绕组结构。初步选择导线尺寸时，通常是使绕组所用空间不超过铁心窗口的90%，故应按窗口数据来确定。经验表明，如果导线中的电流密度超过1A/1500cmil时，热点的温度可能会超过允许值。用所选定导线制成的线圈之径向尺寸为用半径方向上绝缘体和导线厚度之和乘以1.25的系数得到。对于要用较粗的导线尺寸时，作为选择的考虑，不应忽视使用较细直径的导线并联。然后验算导线尺寸，直到所有的绕组具有相同的长度。
绝缘材料厚度的初步选择应根据介质所能允许的绝缘强度来确定，在脉冲场强的情况下，适合作中间绝缘层的介质如表12所示。
用于铁心绝缘筒的合适场强为25V/mil。
对于劳德型绕组，计算其线圈的漏感和分布电容的公式为：
式中，Cd——高压绕组的分布电容（PF）；LC——折算到高压绕组边的总漏感（μH）；NS——串联的高压绕组的总匝数；lc——绕组每匝的平均长度（in）；t——导线的横向尺寸（in）；n——高压绕组匝数对低压绕组匝数之比；S1·S2——绝缘衬垫的厚度（in）（见图10所示）；d——当绕组层载有脉冲电流时的一个绕组层导线的径向尺寸（in）；k——线圈绝缘物的介电常数。
计算的漏感和分布电容的精确度不很明显，但如果负载是磁控管这种特殊情况，则：
式中，tr——当脉冲源为零上升时间时变压器脉冲的上升时间（μS）；Cd——变压器的分布电容（PF）；——变压器的漏感（μH）；CL——包括绝缘子和引线电容在内的负载电容(PF)。
而
式中，RP——磁控管的静态电阻（KΩ）
将以上方程联列，求解得：
在变压器设计过程中，线圈尺寸应在导线尺寸、铁心尺寸以及介电特性等限制条件中给予调整，以得到所要求的值。脉冲尾部响应也需进行检验。μe、μd和Re是不明显的参数，Re一般通过图20所示的铁心损耗值来计算，而μe、μd值可以从图18、图19得到。
在使用以上程序设计计算时，应注意到脉冲电流是在一半导线内部流动的，且是与磁控管阳极相连的次级导线，故实际上载荷了磁控管所有的脉冲电流。在脉冲状态下，铁心的损耗值可以由图19中查到，或者可以用下式计算：

设计工作的最后一个程序是，必须在实际使用中与设计的目标相符合；如果设计目标中的任何一项不能满足，就必须用不同的铁心、不同的绕组匝数和不同的绕组形式等中的任何一项或所有各项来重新设计。
参考文献（略）