高频变压器传递低频电功率技术的研究

张志钊，黄念慈

(四川大学电气信息学院，四川成都610065）

    摘  要：提出了一种新的DC/AC功率传输电路拓扑结构，用逐个脉冲磁复位技术，使高频变压器能够承受经过低频AC或音频信号调制的高频SPWM脉冲列，完成低频电功率的传递任务。试验及仿真结果证明了其可行性。
    关键词：高频变压器；传递；低频功率

1引言
    高频开关技术的发展，使工频变压器从许多领域中退了出来，但是在需要隔离的不间断电源、数码线性功率放大器、要求输出低频正弦波的DC/AC变换器等许多领域中，为了隔离或变换电压的需要，不得不保留了低频变压器。 为了克服低频变压器笨重、体积大等缺点，随着高频开关技术的不断成熟，使去掉低频变压器成为可能。图1所示为一种比较典型的电路结构^[1][2]。

    由图1可知，该电路结构中两次使用了逆变器，一次是为了获得高频，以便利用高频变压器进行变压和隔离，第二次是为了获得工频正弦交流电压。由于多用了一级功率逆变器，因此增加了功率损耗。本文提出了一种新型的用高频变压器传递低频功率的方法，可以直接利用高频变压器同时完成变压、隔离、传递功率的任务，不需要增加一级功率逆变器。从而简化了结构，减小了体积和重量，提高了效率，为实现电力电子设备的高频、高效、高功率密度创造了条件。该电路结构如图2所示。

2电路工作原理
2.1系统组成
    如图3所示，该系统由双组合式单端反激变换器、双向高频整流器、高频滤波和控制部分组成。双组合式单端反激变换器实质上是共用一个变压器磁芯和副边的两个单端反激变换器，在控制信号v_c的正负半周分别受v_g1、v_g2的控制进行斩波运行，完成变压、隔离、传递功率的任务。双向高频整流器用两个场效应管代替一般的反激变换器中副边的二极管。两个场效应管分别受v_g3、v_g4的控制在低频信号的正负半周分时导通，并相互与对方体内的寄生二极管构成通路实现双向高频整流。双向高频整流后得到一列双向脉冲，该列脉冲的包络线与控制信号v_c波形相似，频率相同，幅度不同，经高频滤波后，得到与v_c同频率的输出电压。控制部分产生与低频控制信号vc同频率的，相位互差（T_c为v_c波形的周期）的双列单极性SPWM高频脉冲v_g1、v_g2和双列低频开关脉冲v_g3、v_g4，分别控制双组合式单端反激变换器和双向高频整流器，并通过输出电压实时反馈方式，改变SPWM高频脉冲列的调幅深度ma来实现变换器对输出电压的调节。

2.2控制部分工作原理
    控制原理框图及各点电压波形如图4所示。v_c为待传递放大的低频调制信号（如50Hz正弦波信号），v_t为单极性等腰三角形高频载波信号（如20kHz高频三角波）。为实现v_g1～v_g4各点波形，采用以下控制策略。

    1）把低频调制信号v_c与高频载波三角波信号vt相比较，得到与vc同频率的单极性SPWM信号vg1；
    2）把低频调制信号v_c经过零比较器比较，得到与v_c同频率的低频开关脉冲信号v_g3；
    3）把低频信号v_c反相得到与vc同频率的调制信号－v_c，再用－v_c与载波信号vt相比较，得到与v_g1同频率的相位差的单极性SPWM信号v_g2；
    4）把调制信号－vc经过零比较器比较，得到与v_g3同频率的相位差的低频开关脉冲信号v_g4。
2.3主电路拓扑
    图5所示为传统的带复位绕组的单端反激变换器，复位绕组N₂的匝数等于绕组N_l的匝数。当开关管V导通时，D₃反向阻断，变压器储能。在V关断时，D₃导通，变压器的储能向负载Z_l及滤波电容C_f输出；D₂导通，N₂作为复位绕组将变换器的漏感储能回馈到电源U中，并箝位V上的U_ds为2U。

    图6所示为新型DC/AC功率传输电路拓扑结构。N₁、V₁、N₃组成一单端反激变换器，它与由N₂、V₂、N₃组成的另一单端反激变换器构成双组合式单端反激变换器，并在控制信号周期的正负半周受v_g1、vg₂高频SPWM脉冲的控制分别斩波导通。V₃、V₄组成双向高频整流器，在控制信号周期的正负半周分时导通，并相互与对方体内寄生的并联二极管构成整流电路。

    电路处于低频AC正半周时（v_g1～v_g4信号波形参见图4），v_g2=0，V₂处于关断状态，v_g3为高电平，V₃处于导通状态。在高频脉冲周期内，当v_g1高电平加到V₁门极上时，其等效电路如图7(a)所示。变压器原边，V₁随门极施加的高电平导通，电源U、绕组N1和功率开关管V₁形成回路。而在变换器副边，绕组N₃的极性为上负下正。V₃随v_g3为高电平而开通。V₄随v_g4=0而关断，其体内寄生二极管反向关断。副边没有形成电流回路，无电流流过。变压器处于能量储存阶段。因此，电流线性增加，直至，变压器磁芯储能也增至（其中L₁为绕组N₁的电感量）。

    当V₁随v_g1=0而关断时，其等效电路如图7(b)所示。变压器原边，由于V₁关断，漏感储能引起较大反压加在V₁两端，由于N1的匝数等于N2的匝数，当U_N2=U时，V₂的体内寄生二极管D₂导通,箝位V₁上的U_ds为2U。N₂此时作为复位绕组与D2构成通路，将变压器中的漏感储能回馈到电源U中；变压器副边，绕组N₃此时的电压极性为上正下负，N₃、V₃、Cf、Z_l和V₄的体内寄生二极管D4形成回路。此时由D₄承担高频整流任务，得到一高频直流脉冲，经Cf滤波后，向负载Zl输出低频电功率，完成该单个脉冲内变换器的能量传递。
    由SPWM调制原理可知，当频率调制比足够大时，可忽略系统相移，在高频滤波电容Cf上，得到输出电压v_o=V_osinω₁t与v_c同频同相。
2.4磁复位技术的要求
    在高频变压器原边，当V1或V2接收SPWM脉冲列导通时，由于调制的频率很低，远远小于高频载波的频率，在低频调制信号的正半周或负半周内，施加在变压器绕组上的是同一方向的电压，变压器磁芯中的磁通将级进地逐渐增加，最终导致磁芯饱和，造成偏磁或单向磁化，导致很大的磁化电流而使电路无法正常工作。本文提出逐个脉冲磁复位技术，就是在每个高频脉冲之后及时采取措施，使每一个高频脉冲引起的磁通增加都回复到零，从而避免磁芯饱和。三角形法生成单极性SPWM波如图8所示（以控制信号为低频AC为例）。图中控制信号电压（调制波）vc=Vsinsinω1t（式中：ω1=2πf1，f1为逆变器输出电压要求的基波频率，也为调制频率；Vsin为控制信号电压的峰值），vt为等腰三角形载波电压，Vtri为载波电压的峰值，载波频率为fs，周期为=T_s。则幅度调制比
    当f_s〉〉f₁、m_f为偶数，且v_c与v_t起始相位相等时，v_t、v_c的波形有如图8所示的关系，以下就这种情况进行讨论。

    式（4）表明，在幅度调制比ma保持恒定时，SPWM高频脉冲的占空比Don以基波频率（调制频率）且无相位差地按正弦规律变化。欲使磁芯复位，由变压器磁芯的伏秒平衡规律要求有（忽略管压降）^[3]

式中：V_cc为加在变压器原边绕组上的输入直流电压；
      v_o为变压器副边输出电压。
    以式（3）、式（4）及v_o=V_osinω1t代入式（5）得

    由式（4）知，当时，该脉冲具有此SPWM脉冲列中最大的占空比D_on，若此时Doff满足磁复位要求，则该列SPWM脉冲均满足逐个脉冲磁复位要求。因此，由式(6)知当

时变压器磁芯就可实现逐个脉冲磁复位。 
3试验及仿真结果
    为验证本电路原理，作了以下仿真和试验：输入直流电压36V；输出交流电压为24V；变压器变比为1:1；低频信号为50Hz正弦波；载波信号15kHz三角波；幅度调制比m_a=0.5；功率开关管采用IRF460；开关频率15kHz；输出端高频滤波电容C_f=5μF；负载Z_l=200Ω。
    图9、图10为PSPICE仿真结果。
    此时电路最大占空比为0.5，当V₁关断，V₂体内的二极管D₂开通，与N₂形成通路，有电流I_d(V₂)，完成漏感储能的回馈，并钳位V_ds(V₁)至2U。在低频正半周单个高电平脉冲加在开关管V₁上时，其电流I_d(V₁)从零电流开始上升，且波形平滑，说明变压器磁芯磁通已回复到零，且激磁电流未达到饱和电流。 

    按照与仿真相同的参数作实验有图11所示输出电压波形。

4结语
    提出了一种新颖的DC/AC功率传输电路拓扑，介绍了它的工作原理，并对高频变压器实现逐个脉冲磁复位的要求进行了数学证明。试验和仿真结果证明这种电路拓扑能较好地完成对低频功率的传递、放大，具有结构简单、体积小、重量轻等优点，可广泛应用于UPS、航空电源、正弦波逆变器、数码线性功率放大器等工程技术领域。

参考文献

[1]周代文，候振程.一种新型不间断电源（UPS）电路的探讨[J].电力电子技术，1998（4）：49－59.
[2]熊雅红，陈道炼.新颖的双向功率流高频环节DC/AC逆变器[J].电力电子技术，2000（4）：10－12.
[3]徐德高，金刚.脉宽调制变换器型稳压电源[M].科学出版社，1983