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磁放大器稳压器中控制电感的设计 |
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| 磁放大器稳压器中控制电感的设计 |
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作者：佚名 文章来源：不详 点击数： 更新时间：2008-9-24 10:11:22  |
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张希斌1，余大武2
1山西平阳机械厂，山西侯马043002 2西安三联电源设备有限公司，陕西 西安710075
1引言
随着电子技术的发展，电子产品和系统的供电电源越来越 复杂：供电电源的电压路数增多；每一路电压的稳压精度要求越来越高。一般的开关稳压电 源，只有一个次级输出电压是通过初级电压进行闭环调节的，其它的次级输出电压都保持开 环状态。这些输出电压的动态特性由负载以及初级输入电压所决定。要控制彼此独立的、不 同的各路输出电压，就要运用不同的调节原理。高频磁放大器稳压器以其低成本、高效率、 高稳压精度而又可靠的解决方案，在多路输出的稳压电源中得到了广泛应用。
目前的高频磁放大器稳压器的输出功率范围介于20W到1500W，输出电流范围介于1A到30A，输出电压可低到33V，2 9V，完全可适应现在低工作电压的半导体器件的需要。
2高频 磁放大器稳压器工作原理
磁放大器稳压器是通过调节主变压器次级侧的脉冲宽度来 达到输出稳压的目的。一个典型的正激变换器的二次侧磁放大器稳压器的原理图如图1所示。
由图1可见，磁放大器稳压器中的关键 部件是控制电感L和复位控制电路。控制电感是由具有矩形BH回线的磁芯及其上的一个绕组 组成。该绕组兼起工作绕组和控制绕组的作用。磁芯的工作点如图2所示。
由图2可见，当磁芯工作于点①时，磁 芯饱和，控制电感的阻抗|Z|接近于0，控制电感器相当于短路。当磁芯工作于点②时，磁芯 处于复位状态。复位（Reset）是指磁通到达饱和后的去磁过程，使磁通或磁密回到原来工作 点的数值，称为磁通复位。由于磁放大器稳压器所用磁芯材料的特点（良好的矩形BH回线 及高的磁导率）以及开关电源工作于高频（100kHz左右），使得此时的控制电感对输入脉冲 呈现高阻抗，相当于控制电感开路。实际上，饱和和复位时控制电感的阻抗可达到3～4个数 量级的快速变化。图3示出了当磁芯材料为钴基非晶态合金时，绕组电感L随直流控制电流 Ide的变动而变化的特性。因此，控制电感相当于一只“可控磁开关”，其输入脉冲电压由开 关电源高频变压器副边供给，正半周脉冲前沿时间由初级主开关导通时间决定，脉冲幅值为 u1。正半周期D1，D3截止，D2正偏，能量经过控制电感L1传输给负载，负半周期D2截止，复 位电压（也是控制电压）Uc使D1导通，磁芯去磁。
图4表示了稳压器的工作情况。假定输 出电压UO1为3V，输入脉冲幅值u1为10V，占空比为50％，脉冲周期为20μs。
设在t=0时刻以前，由于控制电感L1饱 和，u3为＋10V；在t=0时，u1变负，设Uc=－6V，前半周期0～ 10μs内，u1一直保持－10V，在这一段时间内，控制电感一直处于复位区?，其特性可用 ?的面积SA（伏秒积数）表示：
SA=4×10=40Vμs
在这一段时间内，控制电感L1作 为一个高阻抗的电感，阻止电流流过它，保持u2=0，直到t=10μs时。
当t=10μs时，u1变为＋10V，使控制 电感进入饱和状态区?。这一时间间隔为4μs，它与＋10V的乘积SB等于SA， 即：
SB=10×4=40Vμs
因此有UO1=u1Ton/T=10×(6/20)=3V （DC）
图1电路的各点波形如图5所示。
3磁放 大控制电感的设计
磁放大器稳压器的设计包括控制电感的设计和控制电路的 设计，本文只给出控制电流（复位电流）的设计计算结果，控制电路的拓扑选择及详细的设 计计算，请参阅参考文献[1][2][3]。
控制电感的设计是根据稳压器的外部要求，求出合适的磁 芯型号及绕组参数。
本文的设计计算以VITROVAC6025Z磁 芯为基础进行。
VITROVAC6025Z环形磁芯采用德国 VAC公司为高频磁放大器稳压器的控制电感研制的专用带状非晶共基合金材料，由环形带绕制 的磁芯加有塑料保持外罩，可在其上直接绕线。
VITROVAC6025Z磁芯的典型磁特性和 型号分别如表1和表2所示。
在控制电感的设计中，一般给定的条件有：
——电路拓扑：单端正激式或推挽式（ 含半桥、全桥式）；
——输出电压U1；
——主电路压降；
——输出有或没有短路保护。
设计结果：
——磁芯有效截面积AFe，选定磁芯型号；
——绕组匝数N；
——铜线直径dcu；
——缠绕面积Acu。
设计过程要予以考虑的因素：
——磁放大器控制电路的压降（即控制 电感上的压降）UReg；
——磁芯损耗（铁损PFe） ；
——铜损耗PCu；
——控制电感的最大死区。
根据上面的提示，一般的设计步骤如下：
1）决定线匝铜线的尺寸由输出电流的 大小决定，一般选电流密度为J≈4A/mm2；
2）计算控制电感的控制电压UReg。
对于无短路保护的电路：
UReg=α×Dmax× Umin－UO1(1)
式中：UO1——要求的输出电压(V)；
Umin——次级绕组电压幅 值的最小值（V）；
Dmax——初级开关管占空 比的最大值；
α——系数，对单端正激变换器α=1， 对推挽式变换器（含半桥、全桥）α=2。
对于有短路保护要求的电路，则有：
UReg=α×Dmax×Umin(2)
（请读者注意，磁放大器稳压器不适用于反激式变换器）。
3）根据经验，从表2中选 一种磁芯型号，查找AFe等参数磁芯的选择一般从小到大，直到所要求的匝数很容易缠满磁芯 一层为止。
4）计算所需的匝数N
式中：f——次级输出方波的频率（kHz）；
ΔB——双极磁通密度，取0.8T；
K——双极磁通密度Δ B的校正因子，用于限制由于磁芯损耗引起的温升。
图6示出了VITROVAC 6025Z中相关型号校正因子K的相关曲线。
5）磁芯及铜损耗计算
磁芯损耗PFe（近似值）
式中：Rth——对流的空芯绕组的热阻（K/W）；
mFe——磁芯质量（kg）。
铜损耗PCu（近似值，未考 虑趋肤及邻近效应）
式中：LFe— —磁芯的平均磁路长度（cm）；
Hs——复位场强（mA/cm）。
7）Umin及N的精确调整
在式（1）、式（2）中，Umin是作为已知参数给出的。实际设计中，主 变压器和控制电感要同时设计，这时可将两者结合进行，这就要用到下面的递归过程，同时 得到Umin及控制电感的最佳参数。
递归时采用的电路拓扑参 数如图7所示。
递归流程图如图8所示。
4 设计实例
给定条件单向 正激变换器，次级绕组输出电压幅值Umin=12V，开关频率 f=150kHz，初级占空比Dmax=0.5，输出电流I1=10A，UO1=3.3V。
在下面的计算中，采用 SI单位制，为了计算方便，将其中的基本单位m改为cm。
1）所要求的每条线的截面积计算S（ J取4A/mm2）
——无短路保护S=10/4=2.5mm2；
——有短路保护S=10/4=2.5mm2。
2）磁放大器控制电感电压计算
——无短路保护UReg=α×Dmax×Umin－UO1=1× 0.5×12－3.3=2.7V；
——有短路保护UReg=α×Dmax×Umin=1×0.5× 12=6V。
3）绕组匝数计算
①第一次计算
——无短路保护选用磁芯T60006E4008W462d1×d2×h1=8mm× 4.6mm×4mm
AFe=0.054cm2
LFe=1.98cm
K=1
最小匝数
根据表2，所适用的铜线缠绕面积Acu约 为2mm2，因此不可能缠绕面积25mm2的铜线5匝。
——有短路保护选用磁芯 T60006E4012W535d1×d2×h1=12.5mm×10mm× 5mm
AFe=0.05 cm2
LFe=3.53 cm
K=1
最小匝数
根据表2，所适用的铜线缠绕面积Acu约 为14mm2，因此不可能缠绕面积2.5mm2的[1] [2] 下一页
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